开关电源@@八大处损耗@@@@,讲的@@太详细了@@!

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能量转换系统必定存在@@能耗@@,虽然实际应用@@中@@无法获得@@100%的@@转换效率@@,但是@@@@,一个高@@质量的@@电源@@效率可以达到@@非常高@@的@@水平@@,效率接近@@@@95%。绝大多数电源@@IC 的@@工作效率可以在@@特定的@@工作条件下测得@@@@,数据资料@@中@@给出了这些参数@@。一般厂商会给出实际测量的@@结果@@,但我们只能对@@我们自己的@@数据担保@@。图@@1 给出了一个@@SMPS 降压@@转换器的@@电路@@实例@@,转换效率可以达到@@@@97%,即使在@@轻载时@@@@也能保持较高@@效率@@。采用@@什么秘诀才能达到@@如@@此高@@的@@效率@@@@?我们最好从@@了解@@SMPS 损耗@@的@@公共问题开始@@,开关电源@@的@@损耗@@大部分来自开关器件@@(MOSFET 和@@二极管@@@@),另外@@小部分损耗@@来自电感和@@电容@@@@。但是@@@@,如@@果@@使用@@非常廉价的@@电感和@@电容@@@@(具有较高@@电阻@@),将会导致损耗@@明显增大@@@@。选择@@IC 时@@,需要考虑控制器的@@架构和@@内部@@金宝@@博@@手机登录@@@@ ,以期获得高@@效指标@@。例如@@@@,图@@1 采用@@了多种方法来降低@@损耗@@@@,其@@中@@@@包括@@:同步整流@@,芯片内部@@集成低@@导通@@@@电阻@@的@@@@MOSFET,低@@静态电流@@@@和@@跳脉冲@@控制模式@@@@。我们将在@@本文展开讨论这些措施带来的@@好处@@。

 

“1”
图@@1. 降压@@转换器集成了低@@导通@@@@电阻@@的@@@@MOSFET,采用@@同步整流@@@@,效率曲线@@如@@图@@@@所示@@@@。

降压@@型@@SMPS

损耗@@是@@任何@@@@SMPS 架构都面临的@@问题@@,我们在@@此以图@@@@2 所示@@降压@@型@@@@(或@@buck)转换器为@@例进行讨论@@,图@@中@@标明各点的@@开关波形@@,用@@于后续计算@@@@。

 

“2”

降压@@转换器的@@主要功能是@@把一个较高@@的@@直流输入@@电压转换成较低@@的@@@@直流输出@@电压@@。为@@了达到@@这个要求@@,MOSFET 以固定频率@@@@(fS),在@@脉宽调制信号@@(PWM)的@@控制下进行开@@、关操作@@。当@@MOSFET 导通@@@@时@@@@,输入@@电压给电感和@@电容@@@@(L 和@@COUT)充电@@,通@@过它们把能量传递给负载@@@@。在@@此期间@@,电感电流@@线性上@@升@@@@,电流@@回路@@如@@图@@@@@@2 中@@的@@@@回路@@@@1 所示@@。

当@@MOSFET 断开时@@@@,输入@@电压断开与@@电感的@@连接@@,电感和@@输出@@电容@@为@@负载@@供电@@。电感电流@@线性下降@@,电流@@流过@@二极管@@@@,电流@@回路@@如@@图@@@@@@中@@的@@@@环路@@@@2 所示@@。MOSFET 的@@导通@@@@时@@@@间@@定义为@@@@PWM 信号的@@占空比@@@@(D)。D 把每个开关周期分成@@[D × tS]和@@[(1 - D) × tS]两部分@@,它们分别对@@应于@@MOSFET 的@@导通@@@@时@@@@间@@(环路@@1)和@@二极管@@@@的@@导通@@@@时@@@@间@@@@(环路@@2)。所有@@SMPS 拓扑@@(降压@@、反相等@@)都采用@@这种方式划分开关周期@@,实现电压转换@@。

对@@于@@降压@@转换电路@@@@,较大的@@@@占空比@@将向负载@@传输较多的@@能量@@,平均输出@@电压增加@@。相反@@,占空比@@较低@@时@@@@,平均输出@@电压也会降低@@@@。根据这个关系@@,可以得到@@@@以下理想情况下@@(不考虑二极管@@或@@@@MOSFET 的@@压降@@)降压@@型@@SMPS 的@@转换公式@@:

VOUT = D × VIN

IIN = D × IOUT

需要注意@@的@@是@@@@,任何@@SMPS 在@@一个开关周期内处于某个状态的@@时@@间越长@@,那么它在@@这个状态所造成的@@损耗@@也越大@@。对@@于@@降压@@型@@转换器@@,D 越低@@@@(相应的@@@@VOUT 越低@@@@),回路@@2 产生的@@损耗@@也大@@。

1、开关器件的@@损耗@@@@ MOSFET 传导损耗@@@@

图@@2 (以及其@@它绝大多数@@DC-DC 转换器拓扑@@@@)中@@的@@@@MOSFET 和@@二极管@@@@是@@造成功耗的@@主要因素@@。相关损耗@@主要包括两部分@@@@:传导损耗@@@@和@@开关损耗@@@@@@。

MOSFET 和@@二极管@@@@是@@开关金宝@@博@@手机登录@@@@@@ ,导通@@@@时@@@@电流@@流过@@回路@@@@。器件导通@@@@时@@@@@@,传导损耗@@@@分别由@@MOSFET 的@@导通@@@@电阻@@@@(RDS(ON))和@@二极管@@@@的@@正向导通@@@@电压决定@@。

MOSFET 的@@传导损耗@@@@@@(PCOND(MOSFET))近似等于导通@@@@电阻@@@@RDS(ON)、占空比@@(D)和@@导通@@@@时@@@@@@MOSFET 的@@平均电流@@@@(IMOSFET(AVG))的@@乘积@@。

PCOND(MOSFET) (使用@@平均电流@@@@) = IMOSFET(AVG)² × RDS(ON) × D

上@@式给出了@@SMPS 中@@MOSFET 传导损耗@@@@的@@近似值@@@@,但它只作为@@电路@@损耗@@的@@估算值@@@@,因为@@@@电流@@线性上@@升@@时@@所产生的@@功耗大于由平均电流@@计算@@得到@@@@的@@功耗@@。对@@于@@“峰值@@@@”电流@@,更准确@@的@@计算@@方法是@@对@@电流@@峰值@@@@和@@谷值@@@@(图@@3 中@@的@@@@IV 和@@IP)之间@@的@@电流@@波形@@的@@平方进行积分得到@@@@估算值@@@@。

 

“3”
图@@3. 典型的@@降压@@型@@转换器的@@@@MOSFET 电流@@波形@@,用@@于估算@@MOSFET 的@@传导损耗@@@@@@。

下式给出了更准确@@的@@估算损耗@@的@@方法@@,利用@@@@IP 和@@IV 之间@@电流@@波形@@@@I²的@@积分替代简单的@@@@I²项@@。

PCOND(MOSFET) = [(IP3 - IV3)/3] × RDS(ON) × D

= [(IP3 - IV3)/3] × RDS(ON) × VOUT/VIN

式中@@@@,IP 和@@IV 分别对@@应于电流@@波形@@的@@峰值@@@@和@@谷值@@@@,如@@图@@@@3 所示@@。MOSFET 电流@@从@@@@IV 线性上@@升@@到@@@@IP,例如@@@@:如@@果@@IV 为@@0.25A,IP 为@@1.75A,RDS(ON)为@@0.1Ω,VOUT 为@@VIN/2 (D = 0.5),基于平均电流@@@@(1A)的@@计算@@结果为@@@@:

PCOND(MOSFET) (使用@@平均电流@@@@) = 12 × 0.1 × 0.5 = 0.050W

利用@@@@波形积分进行更准确@@的@@计算@@@@:

PCOND(MOSFET) (使用@@电流@@波形@@积分进行计算@@@@) = [(1.753 - 0.253)/3] × 0.1 × 0.5 = 0.089W

或@@近似为@@@@@@78%,高@@于按照平均电流@@计算@@得到@@@@的@@结果@@。对@@于@@峰均比较小的@@电流@@波形@@@@,两种计算@@结果的@@差别很小@@,利用@@@@平均电流@@计算@@即可满足要求@@。

2、二极管@@传导损耗@@@@@@

MOSFET 的@@传导损耗@@@@@@与@@@@RDS(ON)成正比@@,二极管@@的@@传导损耗@@@@@@@@则在@@很大程度上@@取决于正向导通@@@@电压@@(VF)。二极管@@通@@常比@@MOSFET 损耗@@更大@@,二极管@@损耗@@与@@正向电流@@@@、VF 和@@导通@@@@时@@@@@@间成正比@@@@。由于@@MOSFET 断开时@@@@二极管@@导通@@@@@@,二极管@@的@@传导损耗@@@@@@@@(PCOND(DIODE))近似为@@@@:

PCOND(DIODE) = IDIODE(ON) × VF × (1 - D)

式中@@@@,IDIODE(ON)为@@二极管@@导通@@@@期间的@@平均电流@@@@@@。图@@2 所示@@,二极管@@导通@@@@期间的@@平均电流@@@@为@@@@IOUT,因此@@,对@@于@@降压@@型@@转换器@@,PCOND(DIODE)可以按照下式估算@@:

PCOND(DIODE) = IOUT × VF × (1 - VOUT/VIN)

与@@MOSFET 功耗计算@@不同@@@@,采用@@平均电流@@即可得到@@@@比较准确的@@功耗计算@@结果@@,因为@@@@二极管@@损耗@@与@@@@I 成正比@@,而不是@@@@I2

显然@@,MOSFET 或@@二极管@@@@的@@导通@@@@时@@@@间@@越长@@,传导损耗@@@@也越大@@。对@@于@@降压@@型@@转换器@@,输出@@电压越低@@@@@@,二极管@@产生的@@功耗也越大@@,因为@@@@它处于导通@@@@状态的@@时@@间越长@@。

3、开关动态损耗@@@@

由于@@开关损耗@@@@是@@由开关的@@非理想状态引起的@@@@,很难估算@@MOSFET 和@@二极管@@@@的@@开关损耗@@@@@@@@,器件从@@完全导通@@@@到@@完全关闭@@或@@从@@完全关闭@@到@@完全导通@@@@需要一定时@@间@@,在@@这个过程中@@会产生功率损耗@@@@@@。图@@4 所示@@MOSFET 的@@漏源电压@@(VDS)和@@漏源电流@@@@(IDS)的@@关系图@@可以很好地解释@@MOSFET 在@@过渡过程中@@的@@@@开关损耗@@@@@@@@,从@@上@@半部分波形可以看出@@@@,tSW(ON)和@@tSW(OFF)期间电压和@@电流@@发生瞬变@@,MOSFET 的@@电容@@进行充电@@@@、放电@@。

图@@4 所示@@,VDS 降到@@最终导通@@@@状态@@(= ID × RDS(ON))之前@@,满负荷电流@@@@(ID)流过@@MOSFET。相反@@,关断时@@@@,VDS 在@@MOSFET 电流@@下降到@@零值@@之前@@逐渐上@@升到@@关断状态的@@最终值@@@@。开关过程中@@@@,电压和@@电流@@的@@交叠部分即为@@造成开关损耗@@@@的@@来源@@@@,从@@图@@@@4 可以清楚地看到@@这一点@@。

 

“4”
图@@4. 开关损耗@@@@发生在@@@@MOSFET 通@@、断期间的@@过渡过程@@

开关损耗@@@@随着@@SMPS 频率@@的@@升高@@而增大@@@@,这一点很容易理解@@,随着开关频率@@提高@@@@(周期缩短@@),开关过渡时@@间所占比例增大@@@@,从@@而增大@@开关损耗@@@@@@。开关转换过程中@@@@,开关时@@间是@@占空比@@的@@二十分之一对@@于@@效率的@@影响要远远小于开关时@@间为@@占空比@@的@@十分之一的@@情况@@。由于@@开关损耗@@@@和@@频率@@@@有很大的@@关系@@,工作在@@高@@频时@@@@,开关损耗@@@@将成为@@主要的@@损耗@@因素@@。MOSFET 的@@开关损耗@@@@@@(PSW(MOSFET))可以按照图@@@@3 所示@@三角波进行估算@@,公式如@@下@@:

PSW(MOSFET) = 0.5 × VD × ID × (tSW(ON) + tSW(OFF)) × fS

其@@中@@@@,VD 为@@MOSFET 关断期间的@@漏源电压@@@@,ID 是@@MOSFET 导通@@@@期间的@@沟道电流@@@@,tSW(ON)和@@tSW(OFF)是@@导通@@@@和@@关断时@@@@间@@。对@@于@@降压@@电路@@@@转换@@,VIN 是@@MOSFET 关断时@@@@的@@电压@@,导通@@@@时@@@@的@@电流@@为@@@@IOUT

为@@了验证@@MOSFET 的@@开关损耗@@@@@@和@@传导损耗@@@@@@,图@@5 给出了降压@@转换器中@@集成高@@端@@MOSFET 的@@典型波形@@:VDS和@@IDS。电路@@参数为@@@@:VIN = 10V、VOUT = 3.3V、IOUT = 500mA、RDS(ON) = 0.1Ω、fS = 1MHz、开关瞬变时@@间@@(tON + tOFF)总计为@@@@38ns。

在@@图@@@@5 可以看出@@,开关变化不是@@瞬间完成的@@@@,电流@@和@@电压波形交叠部分导致功率损耗@@@@@@。MOSFET“导通@@@@”时@@(图@@2),流过@@电感的@@电流@@@@IDS 线性上@@升@@,与@@导通@@@@边沿相比@@,断开时@@@@的@@开关损耗@@@@@@更大@@。

利用@@@@上@@述近似计算@@法@@,MOSFET 的@@平均损耗@@可以由下式计算@@@@:

PT(MOSFET) = PCOND(MOSFET) + PSW(MOSFET)

= [(I1- I03)/3] × RDS(ON) × VOUT/VIN + 0.5 × VIN × IOUT × (tSW(ON) + tSW(OFF)) × fS

= [(13 - 03)/3] × 0.1 × 3.3/10 + 0.5 × 10 × 0.5 × (38 × 10-9) × 1 × 106

= 0.011 + 0.095 = 106mW

这一结果与@@图@@@@5 下方曲线@@测量得到@@@@的@@@@117.4mW 接近@@,注意@@:这种情况下@@,fS 足够高@@@@,PSW(MOSFET)是@@功耗的@@主要因素@@。

 

“5”

图@@5. 降压@@转换器高@@端@@MOSFET 的@@典型开关周期@@,输入@@10V、输出@@3.3V (输出@@电流@@@@500mA)。开关频率@@为@@@@1MHz,开关转换时@@间是@@@@38ns。

与@@MOSFET 相同@@,二极管@@也存在@@开关损耗@@@@@@。这个损耗@@@@很大程度上@@取决于二极管@@的@@反向恢复时@@间@@(tRR),二极管@@开关损耗@@@@发生在@@@@二极管@@从@@正向导通@@@@到@@反向截止的@@转换过程@@。

当@@反向电压加在@@二级管两端时@@@@,正向导通@@@@电流@@在@@二极管@@上@@产生的@@累积电荷需要释放@@,产生反向电流@@尖峰@@(IRR(PEAK)),极性与@@正向导通@@@@电流@@相反@@@@,从@@而造成@@V × I 功率损耗@@@@,因为@@@@反向恢复期内@@,反向电压和@@反向电流@@同时@@存在@@于二极管@@@@。图@@6 给出了二极管@@在@@反向恢复期间的@@@@PN 结示意图@@@@。

 

“6”

图@@6. 二极管@@结反偏时@@@@,需要释放正向导通@@@@期间的@@累积电荷@@,产生峰值@@@@电流@@@@(IRR(PEAK))。

了解了二极管@@的@@反向恢复特性@@,可以由下式估算二极管@@的@@开关损耗@@@@@@@@(PSW(DIODE)):

PSW(DIODE) = 0.5 × VREVERSE × IRR(PEAK) × tRR2 × fS

其@@中@@@@,VREVERSE 是@@二极管@@的@@反向偏置电压@@,IRR(PEAK)是@@反向恢复电流@@的@@峰值@@@@@@,tRR2 是@@从@@反向电流@@峰值@@@@@@IRR 到@@恢复电流@@为@@正的@@时@@间@@。对@@于@@降压@@电路@@@@,当@@MOSFET 导通@@@@的@@时@@候@@,VIN 为@@MOSFET 导通@@@@时@@@@二极管@@的@@反向偏置电压@@。

为@@了验证@@二极管@@损耗@@计算@@公式@@,图@@7 显示了典型的@@降压@@转换器中@@@@PN 结的@@开关波形@@,VIN = 10V、VOUT =3.3V,测得@@IRR(PEAK) = 250mA、IOUT = 500mA、fS = 1MHz、 tRR2 = 28ns、VF = 0.9V。利用@@@@这些数值@@可以得到@@@@@@:

 

“7”

 

该结果接近@@于图@@@@7 所示@@测量结果@@358.7mW。考虑到@@较大的@@@@@@VF和@@较长的@@二极管@@导通@@@@周期@@,tRR 时@@间非常短@@,开关损耗@@@@(PSW(DIODE))在@@二极管@@损耗@@中@@占主导地位@@。

 

“8”

图@@7. 降压@@型@@转换器中@@@@PN 结开关二极管@@的@@开关波形@@,从@@10V 输入@@降至@@@@@@3.3V 输出@@,输出@@电流@@@@为@@@@500mA。其@@它参数包括@@:1MHz 的@@fS,tRR2 为@@28ns,VF = 0.9V。

提高@@效率@@

基于上@@述讨论@@,通@@过哪些途径可以降低@@电源的@@开关损耗@@@@@@呢@@?直接途径是@@@@:选择@@低@@导通@@@@电阻@@@@RDS(ON)、可快速切换的@@@@MOSFET;选择@@低@@导通@@@@压降@@@@VF、可快速恢复的@@二极管@@@@。

直接影响@@MOSFET 导通@@@@电阻@@的@@因素有几点@@,通@@常增加芯片尺寸和@@漏源极击穿电压@@(VBR(DSS)),由于@@增加了器件中@@的@@@@半导体材料@@,有助于@@降低@@导通@@@@电阻@@@@RDS(ON)。另一方面@@,较大的@@@@MOSFET 会增大@@开关损耗@@@@@@。因此@@,虽然大尺寸@@MOSFET 降低@@了@@RDS(ON),但也导致小器件可以避免的@@效率@@问题@@。当@@管芯温度升高@@时@@@@,MOSFET 导通@@@@电阻@@会相应增大@@@@。必须保持较低@@的@@@@结温@@,使导通@@@@电阻@@@@RDS(ON)不会过大@@。导通@@@@电阻@@RDS(ON)和@@栅源偏置电压成反比@@,因此@@,推荐使用@@足够大的@@栅极电压以降低@@@@RDS(ON)损耗@@,但此时@@也会增大@@栅极驱动损耗@@@@,需要平衡降低@@@@RDS(ON)的@@好处和@@增大@@栅极驱动的@@缺陷@@。MOSFET 的@@开关损耗@@@@@@与@@器件电容@@有关@@,较大的@@@@电容@@需要较长的@@充电@@时@@间@@,使开关切换变缓@@,消耗更多能量@@。米勒电容@@通@@常在@@@@MOSFET 数据资料@@中@@定义为@@反向传输电容@@@@(CRSS)或@@栅@@-漏电容@@@@(CGD),在@@开关过程中@@@@对@@切换时@@间起决定作用@@@@。米勒电容@@的@@充电@@电荷用@@@@QGD 表示@@,为@@了快速切换@@MOSFET,要求尽可能低@@的@@米勒电容@@@@。一般来说@@,MOSFET 的@@电容@@和@@芯片尺寸成反比@@,因此@@必须折衷考虑开关损耗@@@@和@@传导损耗@@@@@@,同时@@也要谨慎选择@@电路@@的@@开关频率@@@@。对@@于@@二极管@@@@,必须降低@@导通@@@@压降@@@@,以降低@@由此产生的@@损耗@@@@。对@@于@@小尺寸@@、额定电压较低@@的@@@@硅二极管@@@@,导通@@@@压降@@一般在@@@@0.7V 到@@1.5V 之间@@。二极管@@的@@尺寸@@、工艺和@@耐压等级@@都会影响导通@@@@压降@@和@@反向恢复时@@间@@,大尺寸二极管@@通@@常具有较高@@的@@@@VF 和@@tRR,这会造成比较大的@@@@损耗@@@@。开关二极管@@一般以速度划分@@,分为@@@@“高@@速@@”、“甚高@@速@@@@”和@@“超高@@速@@@@”二极管@@,反向恢复时@@间随着速度的@@提高@@而降低@@@@。快恢复二极管@@的@@@@tRR 为@@几百纳秒@@,而超高@@速@@@@快恢复二极管@@的@@@@@@tRR 为@@几十纳秒@@。低@@功耗应用@@中@@@@,替代快恢复二极管@@的@@@@一种选择@@是@@肖特基二极管@@@@,这种二极管@@的@@恢复时@@间几乎可以忽略@@,反向恢复电压@@VF 也只有快恢复二极管@@的@@@@一半@@(0.4V 至@@1V),但肖特基二极管@@的@@额定电压和@@电流@@远远低@@于快恢复二极管@@@@,无法用@@于高@@压或@@大功率应用@@@@。另外@@,肖特基二极管@@与@@硅二极管@@相比具有较高@@的@@反向漏电流@@@@,但这些因素并不限制它在@@许多电源中@@的@@@@应用@@@@。然而@@,在@@一些低@@压应用@@中@@@@,即便是@@具有较低@@压降的@@肖特基二极管@@@@@@,所产生的@@传导损耗@@@@@@也无法接受@@。比如@@@@,在@@输出@@为@@@@1.5V 的@@电路@@中@@@@,即使使用@@@@0.5V 导通@@@@压降@@VF 的@@肖特基二极管@@@@,二极管@@导通@@@@时@@@@也会产生@@33%的@@输出@@电压损耗@@@@!为@@了解决这一问题@@,可以选择@@低@@导通@@@@电阻@@@@@@RDS(ON)的@@MOSFET实现同步控制架构@@@@。用@@MOSFET 取代二极管@@@@(对@@比图@@@@1 和@@图@@@@2 电路@@),它与@@电源的@@主@@MOSFET 同步工作@@,所以在@@交替切换的@@过程中@@@@,保证只有一个导通@@@@@@。导通@@@@的@@二极管@@由导通@@@@的@@@@MOSFET 所替代@@,二极管@@的@@高@@导通@@@@压降@@@@VF 被转换成@@MOSFET 的@@低@@导通@@@@压降@@@@(MOSFET RDS(ON) × I),有效降低@@了@@二极管@@的@@传导损耗@@@@@@@@@@。当@@然@@,同步整流@@与@@二极管@@相比也只是@@降低@@了@@@@MOSFET 的@@压降@@,另一方面@@,驱动同步整流@@@@MOSFET 的@@功耗也不容忽略@@。IC数据资料@@ 以上@@@@讨论了影响开关电源@@效率的@@两个重要因素@@(MOSFET 和@@二极管@@@@)。回顾图@@@@ 1 所示@@降压@@电路@@@@,从@@数据资料@@中@@可以获得影响控制器@@IC 工作效率的@@主要因素@@。首先@@,开关金宝@@博@@手机登录@@@@ 集成在@@@@IC 内部@@,可以节省空间@@@@、降低@@寄生损耗@@@@。其@@次@@,使用@@低@@导通@@@@电阻@@@@RDS(ON)的@@MOSFET,在@@小尺寸集成降压@@@@IC (如@@MAX1556)中@@,其@@NMOS 和@@PMOS 的@@导通@@@@电阻@@@@可以达到@@@@0.27Ω (典型值@@@@)和@@0.19Ω (典型值@@@@)。最后@@,使用@@的@@同步整流@@电路@@@@。对@@于@@500mA 负载@@,占空比@@为@@@@50%的@@开关电路@@@@,可以将低@@边开关@@(或@@二极管@@@@)的@@损耗@@从@@@@225mW (假设二极管@@压降为@@@@ 1V)降至@@@@ 34mW。合理选择@@@@SMPS IC 合理选择@@@@ SMPS IC的@@封装@@、控制架构@@,并进行合理设计@@,可以有效提高@@转换效率@@。

4、集成功率开关@@

功率开关集成到@@@@IC 内部@@时@@可以省去繁琐的@@@@MOSFET 或@@二极管@@@@选择@@@@,而且使电路@@更加紧凑@@,由于@@降低@@了@@线路损耗@@和@@寄生效应@@,可以在@@一定程度上@@提高@@效率@@@@。根据功率等级@@和@@电压限制@@,可以把@@MOSFET、二极管@@(或@@同步整流@@@@MOSFET)集成到@@芯片内部@@@@。将开关集成到@@芯片内部@@@@的@@另一个好处是@@栅极驱动电路@@的@@尺寸已经针对@@片内@@MOSFET 进行了优化@@@@,因而无需将时@@间浪费在@@未知的@@分立@@MOSFET 上@@。

静态电流@@@@

电池供电设备@@特别关注@@IC 规格中@@的@@@@静态电流@@@@@@(IQ),它是@@维持@@电路@@工作所需的@@电流@@@@。重载情况下@@(大于十倍或@@百倍的@@静态电流@@@@@@IQ),IQ 对@@效率的@@影响并不明显@@,因为@@@@负载@@电流@@远大于@@IQ,而随着负载@@电流@@的@@降低@@@@,效率有下降的@@趋势@@,因为@@@@IQ 对@@应的@@功率占总功率的@@比例提高@@@@。这一点对@@于@@大多数时@@间处于休眠模式@@或@@其@@它低@@功耗模式@@的@@应用@@尤其@@重要@@,许多消费类产品即使在@@@@“关闭@@”状态下@@,也需要保持键盘扫描或@@其@@它功能的@@供电@@,这时@@@@,无疑需要选择@@具有极低@@@@IQ的@@电源@@。

电源架构对@@效率的@@提高@@@@

SMPS 的@@控制架构@@是@@影响开关电源@@效率的@@关键因素之一@@。这一点我们已经在@@同步整流@@架构中@@讨论过@@,由于@@采用@@低@@导通@@@@电阻@@的@@@@MOSFET 取代了功耗较大的@@@@开关二极管@@@@,可有效改善效率指标@@。

另一种重要的@@控制架构@@是@@针对@@轻载工作或@@较宽的@@负载@@范围设计的@@@@,即跳脉冲@@模式@@@@,也称为@@脉冲频率@@调制@@(PFM)。与@@单纯的@@@@PWM 开关操作@@@@(在@@重载和@@轻载时@@@@均采用@@固定的@@开关频率@@@@)不同@@,跳脉冲@@模式@@下@@@@转换器工作在@@跳跃的@@开关周期@@,可以节省不必要的@@开关操作@@@@@@,进而提高@@效率@@@@。

跳脉冲@@模式@@下@@@@,在@@一段较长时@@间内电感放电@@@@,将能量从@@电感传递给负载@@@@,以维持@@输出@@电压@@。当@@然@@,随着负载@@吸收电流@@@@,输出@@电压也会跌落@@。当@@电压跌落到@@设置门限时@@@@,将开启一个新的@@开关周期@@,为@@电感充电@@并补充输出@@电压@@。

需要注意@@的@@是@@@@跳脉冲@@模式@@会产生与@@负载@@相关的@@输出@@噪声@@,这些噪声由于@@分布在@@不同@@频率@@@@(与@@固定频率@@的@@@@PWM 控制架构@@不同@@@@),很难滤除@@。

先进的@@@@SMPS IC 会合理利用@@@@两者的@@优势@@:重载时@@@@采用@@恒定@@PWM 频率@@;轻载时@@@@采用@@跳脉冲@@模式@@以提高@@效率@@@@,图@@1 所示@@IC 即提供了这样的@@工作模式@@@@@@。

当@@负载@@增加到@@一个较高@@的@@有效值@@时@@@@,跳脉冲@@波形将转换到@@固定@@PWM,在@@标称负载@@下噪声很容易滤除@@。在@@整个工作范围内@@,器件根据需要选择@@跳脉冲@@模式@@和@@@@PWM 模式@@,保持整体的@@最高@@效率@@(图@@8)。

图@@8 中@@的@@@@曲线@@@@D、E、F 所示@@效率曲线@@在@@固定@@PWM 模式@@下@@,轻载时@@@@效率较低@@@@,但在@@重载时@@@@能够提供很高@@的@@转换效率@@@@(高@@达@@98%)。如@@果@@设置在@@轻载下保持固定@@PWM 工作模式@@@@,IC 将不会按照负载@@情况更改工作模式@@@@@@。这种情况下@@能够使纹波保持在@@固定频率@@@@,但浪费了一定功率@@。重载时@@@@,维持@@PWM 开关操作@@@@所需的@@额外功率很小@@,远远低@@于输出@@功率@@。另一方面@@,跳脉冲@@“空闲@@”模式@@下@@的@@效率@@曲线@@@@(图@@8 中@@的@@@@A、B、C)能够在@@轻载时@@@@保持在@@较高@@水平@@,因为@@@@开关只在@@负载@@需要时@@开启@@。对@@7V 输入@@曲线@@@@,在@@1mA 负载@@的@@空闲@@模式@@下@@能够获得高@@于@@60%的@@效率@@。

 

“9”

图@@8. 降压@@转换器在@@@@PWM 和@@空闲@@@@(跳脉冲@@)模式@@下@@效率曲线@@@@,注意@@:轻载时@@@@,空闲@@模式@@下@@的@@效率@@高@@于@@PWM模式@@。

优化@@SMPS

开关电源@@因其@@高@@效率指标得到@@@@广泛应用@@@@,但其@@效率仍然受@@SMPS 电路@@的@@一些固有损耗@@的@@制约@@。设计开关电源@@时@@@@,需要仔细研究造成@@SMPS 损耗@@的@@来源@@,合理选择@@@@SMPS IC,从@@而充分利用@@@@器件的@@优势@@,为@@了在@@保持尽可能低@@的@@电路@@成本@@,甚至@@不增加电路@@成本的@@前提下获得高@@效的@@@@SMPS,工程师需要做出全面的@@选择@@@@。

5、无源金宝@@博@@手机登录@@@@ 损耗@@

我们已经了解@@MOSFET 和@@二极管@@@@会导致@@SMPS 损耗@@。采用@@高@@品质的@@开关器件能够大大提升效率@@,但它们并不是@@唯一能够优化@@电源效率的@@金宝@@博@@手机登录@@@@ 。

图@@1 详细介绍了一个典型的@@降压@@型@@转换器@@IC 的@@基本电路@@@@。集成了两个同步整流@@@@MOSFET,低@@RDS(ON) MOSFET,效率很高@@@@。这个电路@@中@@@@,开关金宝@@博@@手机登录@@@@ 集成在@@@@IC 内部@@,已经为@@具体应用@@预先选择@@了元器件@@。然而@@,为@@了进一步提高@@效率@@@@,设计人员还需关注无源金宝@@博@@手机登录@@@@@@ —外部电感和@@电容@@@@,了解它们对@@功耗的@@影响@@。

6、电感功耗阻性损耗@@@@

电感功耗包括线圈损耗@@和@@磁芯损耗@@@@两个基本因素@@,线圈损耗@@归结于线圈的@@直流电阻@@(DCR),磁芯损耗@@@@归结于电感的@@磁特性@@。

DCR 定义为@@以下电阻公式@@:

 

“10”

式中@@@@,ρ 为@@线圈材料的@@电阻系数@@,l 为@@线圈长度@@,A 为@@线圈横截面积@@。

DCR 将随着线圈长度的@@增大@@而增大@@@@,随着线圈横截面积的@@增大@@而减小@@@@。可以利用@@@@该原则判断标准电感@@,确定所要求的@@不同@@电感值@@和@@@@尺寸@@。对@@一个固定的@@电感值@@@@,电感尺寸较小时@@@@,为@@了保持相同@@匝数必须减小@@线圈的@@横截面积@@,因此@@导致@@DCR 增大@@;对@@于@@给定的@@电感尺寸@@,小电感值@@通@@常对@@应于小的@@@@DCR,因为@@@@较少的@@线圈数减少了线圈长度@@,可以使用@@线径较粗的@@导线@@。

已知@@DCR 和@@平均电感电流@@@@(具体取决于@@SMPS 拓扑@@),电感的@@电阻损耗@@@@(PL(DCR))可以用@@下式估算@@:

PL(DCR) = LAVG2× DCR

这里@@,IL(AVG)是@@流过@@电感的@@平均直流电流@@@@。对@@于@@降压@@转换器@@,平均电感电流@@是@@直流输出@@电流@@@@@@。尽管@@DCR的@@大小直接影响@@电感电阻的@@功耗@@,该功耗与@@电感电流@@的@@平方成正比@@@@,因此@@,减小@@DCR 是@@必要的@@@@。

另外@@,还需要注意@@的@@是@@@@@@:利用@@@@电感的@@平均电流@@@@计算@@@@PL(DCR) (如@@上@@述公式@@)时@@,得到@@@@的@@结果略低@@于实际损耗@@@@,因为@@@@实际电感电流@@为@@三角波@@。本文前面介绍的@@@@MOSFET 传导损耗@@@@计算@@中@@@@,利用@@@@对@@电感电流@@的@@波形进行积分可以获得更准确@@的@@结果@@。更准确@@。当@@然@@也更复杂的@@计算@@公式如@@下@@@@:

PL(DCR) = (IP3 - IV3)/3 × DCR

式中@@@@IP 和@@IV 为@@电感电流@@波形@@的@@峰值@@@@和@@谷值@@@@。

7、磁芯损耗@@@@

磁芯损耗@@@@并不像传导损耗@@@@那样容易估算@@,很难估测@@。它由磁滞@@、涡流损耗@@组成@@,直接影响@@铁芯的@@交变磁通@@@@。SMPS 中@@,尽管@@平均直流电流@@流过@@电感@@,由于@@通@@过电感的@@开关电压的@@变化产生的@@纹波电流@@导致磁芯周期性的@@磁通@@变化@@。

磁滞损耗@@源于每个交流周期中@@磁芯偶极子的@@重新排列所消耗的@@功率@@,可以将其@@看作磁场极性变化时@@偶极子相互摩擦@@产生的@@@@“摩擦@@”损耗@@,正比于频率@@和@@磁通@@密度@@。

相反@@,涡流损耗@@则是@@磁芯中@@的@@@@时@@变磁通@@量引入的@@@@。由法拉第定律可知@@:交变磁通@@产生交变电压@@。因此@@,这个交变电压会产生局部电流@@@@,在@@磁芯电阻上@@产生@@I2R 损耗@@。

磁芯材料对@@磁芯损耗@@@@的@@影响很大@@。SMPS 电源中@@普遍使用@@的@@电感是@@铁粉磁芯@@,铁镍钼磁粉芯@@(MPP)的@@损耗@@最低@@@@,铁粉芯成本最低@@@@,但磁芯损耗@@@@较大@@。

磁芯损耗@@@@可以通@@过计算@@磁芯磁通@@密度@@(B)的@@最大变化量估算@@,然后查看电感或@@铁芯制造商提供的@@磁通@@密度和@@磁芯损耗@@@@@@(和@@频率@@@@)图@@表@@。峰值@@@@磁通@@密度可以通@@过几种方式计算@@@@,公式可以在@@电感数据资料@@中@@的@@@@磁芯损耗@@@@曲线@@中@@找到@@@@。

相应地@@,如@@果@@磁芯面积和@@线圈数已知@@@@,可利用@@@@下式估计峰值@@@@磁通@@@@:

 

“11”

这里@@,B 是@@峰值@@@@磁通@@密度@@(高@@斯@@),L 是@@线圈电感@@(亨@@),ΔI 是@@电感纹波电流@@峰峰值@@@@@@(安培@@),A 是@@磁芯横截面积@@(cm2),N 是@@线圈匝数@@。

随着互联网@@的@@普及@@,可以方便地从@@网@@上@@下载资料@@、搜索@@器件信息@@,一些制造商提供了交互式电感功耗的@@计算@@软件@@,帮助设计者估计功耗@@。使用@@这些工具能够快捷@@、准确地估计应用@@电路@@中@@的@@@@功率损耗@@@@@@。例如@@@@,Coilcraft 提供的@@在@@线电感磁芯损耗@@@@和@@铜耗计算@@公式@@,简单输入@@一些数据即可得到@@@@所选电感的@@磁芯损耗@@@@和@@铜耗@@。

8、电容@@损耗@@@@

与@@理想的@@电容@@模型相反@@@@,电容@@金宝@@博@@手机登录@@@@ 的@@实际物理特性导致了几种损耗@@@@。电容@@在@@@@SMPS 电路@@中@@主要起稳压@@、滤除输入@@@@/输出@@噪声的@@作用@@@@(图@@1),电容@@的@@这些损耗@@降低@@了@@开关电源@@的@@效率@@@@。这些损耗@@主要表现在@@三个方面@@:等效串联电阻损耗@@@@、漏电流@@损耗@@和@@电介质损耗@@@@。

电容@@的@@阻性损耗@@显而易见@@。既然电流@@在@@每个开关周期流入@@、流出电容@@@@,电容@@固有的@@电阻@@(RC)将造成一定功耗@@。漏电流@@损耗@@是@@由于@@电容@@绝缘材料的@@电阻@@(RL)导致较小电流@@流过@@电容@@而产生的@@功率损耗@@@@@@。电介质损耗@@比较复杂@@,由于@@电容@@两端施加了交流电压@@,电容@@电场发生变化@@,从@@而使电介质分子极化造成功率损耗@@@@@@。

 

“12”
图@@9. 电容@@损耗@@@@模型一般简化为@@一个等效串联电阻@@(ESR)

所有@@三种损耗@@都体现在@@电容@@的@@典型损耗@@模型中@@@@(图@@9 左边部分@@),用@@电阻代表每项@@损耗@@@@。与@@电容@@储能相关的@@每项@@损耗@@的@@@@功率用@@功耗系数@@(DF)表示@@,或@@损耗@@角正切@@(δ)。每项@@损耗@@的@@@@DF 可以通@@过由电容@@阻抗的@@实部与@@虚部比得到@@@@@@,可以将每项@@损耗@@分别插入模型中@@@@。

为@@简化损耗@@模型@@,图@@9 中@@的@@@@接触电阻损耗@@@@、漏电流@@损耗@@和@@电介质损耗@@@@集中@@等为@@一个等效串联电阻@@(ESR)。ESR 定义为@@电容@@阻抗中@@消耗有功功率的@@部分@@。

推算电容@@阻抗模型@@、计算@@ESR (结果的@@实部@@)时@@,ESR 是@@频率@@的@@函数@@。这种相关性可以在@@下面简化的@@@@ESR等式中@@@@得到@@@@证明@@:

 

“13”

式中@@@@,DFR、DFL 和@@DFD 是@@接触电阻@@、漏电流@@和@@电介质损耗@@的@@功耗系数@@。

利用@@@@这个等式@@,我们可以观察到@@随着信号频率@@的@@增加@@,漏电流@@损耗@@和@@电介质损耗@@@@都有所减小@@@@,直到@@接触电阻损耗@@从@@一个较高@@频点开始占主导地位@@。在@@该频点@@(式中@@@@没有包括该参数@@)以上@@@@,ESR 因为@@@@高@@频交流电流@@的@@趋肤效应趋于增大@@@@。

许多电容@@制造商提供@@ESR 曲线@@图@@@@表示@@@@ESR 与@@频率@@的@@关系@@。例如@@@@,TDK 为@@其@@大多数电容@@产品提供了@@ESR 曲线@@,参考这些与@@开关频率@@对@@应曲线@@图@@@@@@,得到@@@@ESR 值@@。

然而@@,如@@果@@没有@@ESR 曲线@@图@@@@,可以通@@过电容@@数据资料@@中@@的@@@@@@DF 规格粗略估算@@ESR。DF 是@@电容@@的@@整体@@DF (包括所有@@损耗@@@@),也可以按照下式估算@@@@ESR:

 

“14”

无论采用@@哪种方法来得到@@@@@@ESR 值@@,直觉告诉我们@@,高@@ESR 会降低@@开关电源@@效率@@,既然输入@@和@@输出@@电容@@在@@@@每个开关周期通@@过@@ESR 充电@@、放电@@。这导致@@I2× RESR 功率损耗@@@@。这个损耗@@@@(PCAP(ESR))可以按照下式计算@@@@:

PCAP(ESR) = ICAP(RMS)2 × RESR

式中@@@@,ICAP(RMS)是@@流经电容@@的@@交流电流@@有效值@@@@RMS。对@@降压@@电路@@的@@输出@@电容@@@@,可以采用@@电感纹波电流@@的@@有效值@@@@RMS。输入@@滤波电容@@的@@@@RMS 电流@@的@@计算@@比较复杂@@,可以按照下式得到@@@@一个合理的@@估算值@@@@:

ICIN(RMS) = IOUT/VIN × [VOUT (VIN - VOUT)]1/2

显然@@,为@@减小@@电容@@功率损耗@@@@@@,应选择@@低@@@@ESR 电容@@,有助于@@SMPS 电源降低@@纹波电流@@@@。ESR 是@@产生输出@@电压纹波的@@主要原因@@,因此@@选择@@低@@@@ESR 的@@电容@@不仅仅单纯提高@@效率@@@@,还能得到@@@@其@@它好处@@。

一般来说@@,不同@@类型电介质的@@电容@@具有不同@@的@@@@ESR 等级@@。对@@于@@特定的@@容量和@@额定电压@@,铝电解电容@@和@@钽电容@@就比陶瓷电容@@具有更高@@的@@@@ESR 值@@。聚酯和@@聚丙烯电容@@的@@@@ESR 值@@介于它们之间@@@@,但这些电容@@尺寸较大@@,SMPS 中@@很少使用@@@@。

对@@于@@给定类型的@@电容@@@@,较大容量@@、较低@@的@@@@fS 能够提供较低@@的@@@@@@ESR。大尺寸电容@@通@@常也会降低@@@@ESR,但电解电容@@会带来较大的@@@@等效串联电感@@。陶瓷电容@@被视为@@比较好的@@折中@@选择@@@@,此外@@,电容@@值@@一定的@@条件下@@,较低@@的@@@@电容@@额定电压也有助于@@减小@@@@ESR。

本文转载自@@电源研发精英圈@@

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